3 3．3V磁放大器穩壓電路的設計

　　PC開關(guan) 電源中的3．3V磁放大器穩壓電路如圖3所示。磁放大器由取樣電路(R24和R26)、可調式精密並聯穩壓器(TL43 1)、磁複位控製電路(3A／40V的PNP功率管TIP32)、可控磁飽和電感器(L4)等構成。3．3V電壓經過R24和R26分壓後獲得取樣電壓UO，接至TL431的輸出電壓設定端(UREF)，與(yu) TL43 1中的2．5V帶隙基準電壓進行比較後獲得誤差電壓Ur，經R27加到VT2的基極上，VT2的集電極電流經過超快恢複二極管VD9(UF4002)流到L4的右端。輸出整流管和續流二極管公用一隻由安森美公司生產(chan) 的MBR2045型20A／45V肖特基對管VD7，內(nei) 含整流管VD7a和續流二極管VD7b。C14為(wei) 輸出濾波電容器。由L6、C15構成後置濾波器。

　　現對磁放大器的工作原理分析如下：當單片開關(guan) 電源內(nei) 部的MOSFET導通時，輸出整流管VD7a截止，VD7b導通，由儲(chu) 存在C14、C15上的電能繼續給負載供電。此時L4對高頻開關(guan) 電流呈高阻抗。當MOSFET關(guan) 斷時，VD7a並不立即導通，而是經過一段延遲時間才能導通。由於(yu) 磁複位電流的存在，二次繞組的正向電流必須先將磁複位電流抵消掉，L2上才能流過正向電流，使L2進入磁飽和狀態並呈現低阻抗，進而VD7a導通。磁複位的持續時間即阻斷輸出的延遲時間。此後輸出被接通，除給負載供電之外，還有一部分能量儲(chu) 存在輸出濾波電容器C14、C15中，以便在VD7a截止時能維持輸出電壓不變。

　　舉(ju) 例說明，當負載突然變輕而導致UO1(3．3V)輸出電壓升高時，取樣電壓UQ也隨之升高，進而使誤差電壓Ur升高。Ur經過VT2、VD9輸出的磁複位電流增大，使磁複位時間延長，輸出脈衝(chong) 寬度減小，使UO1又降至3．3V。反之亦然。因此，磁放大器可等效於(yu) 一個(ge) 脈寬調製器，通過精細調節脈衝(chong) 寬度，可達到精密穩壓目的。這就是磁放大器的穩壓原理。

　　傳(chuan) 統的鐵氧體(ti) 磁心采用晶態結構的材料，其原子在三維空間內(nei) 做有序排列而形成點陣結構。而非晶態合金是指物質從(cong) 液態(或氣態)急速冷卻時，因來不及結晶而在常溫下原子呈無序排列狀態。非晶態合金的製造工序簡單，節能效果顯著，它屬於(yu) 新型綠色環保材料。非晶態合金具有高磁導率、高矩形比、磁心損耗低、高溫穩定性好等優(you) 點，這種材料適合製作可控磁飽和電感器，用於(yu) 計算機的ATX電源中。

　　L4采用美國Metglas公司生產(chan) 的MP1305P4AS型高性能非晶態合金磁環，用φ0．10mm漆包線均勻繞製7匝。常用非晶態磁環典型產(chan) 品的主要參數見附表。MP1 305P4AS型號中的“13”代表外徑為(wei) 1 3mm(標稱值)， “5”代表高度為(wei) 5mm(標稱值)。其磁路長度為(wei) 3．46cm，有效橫截麵積為(wei) 0．057cm2，質量為(wei) 1．50g，飽和磁通密度為(wei) 0．57T，矩形比為(wei) 0．86，電阻率為(wei) 0．142μΩ·cm，磁心損耗為(wei) 318mW，長期工作溫度<120℃，居裏點溫度為(wei) 225℃(超過此溫度時磁滯現象會(hui) 消失)。

　　MP1 305P4AS的B-H曲線(亦稱磁滯回線)如圖4所示，B代表磁通密度(單位是T)，H代表磁場強度(單位是A／m)，圖中的實線和虛線分別對應於(yu) 100kHz、200kHz開關(guan) 頻率。

4 145W多路輸出式PC開關(guan) 電源的主電路設計

　　由單片開關(guan) 電源集成電路TOP247Y構成145W多路輸出式PC開關(guan) 電源的主電路如圖5所示。交流輸入電壓範圍是90～1 30V(典型值為(wei) 110V)或180～265V(典型值為(wei) 220V)。3路輸出分別為(wei) UO1(+1 2V，4．75A)；UO2(+5V，1 1A)，UO3(+3．3V，10A)。為(wei) 了能與(yu) AT電源兼容，高頻變壓器並沒有專(zhuan) 門的+3．3V繞組，而是利用5V繞組電壓，通過外部磁放大器電路獲得+3．3V輸出，這樣可簡化高頻變壓器的設計。利用磁放大器還能進一步提高了穩壓性能。總輸出功率為(wei) 145W，峰值輸出功率可達160W。增加了遙控通／斷電路，能遠程控製開關(guan) 電源的通、斷狀態。其電源效率η≥71％。當輸入功率僅(jin) 為(wei) 0．91W時，輸出功率可達0．5W，其功耗僅(jin) 為(wei) 0．41W，符合在這種情況下電源功耗不得超過1W的規定。S為(wei) 110V／220V交流輸入電壓選擇開關(guan) 。利用晶體(ti) 管VT2、VT3、電阻R1、R2、R3、R5和R6來代替均衡電阻，構成濾波電容C2、C3的均壓電路。

　　該電路能降低電阻損耗。在設計電路時，VT2采用MPSA42型高壓NPN晶體(ti) 管，VT3采用MPSA92型高壓PNP晶體(ti) 管，二者為(wei) 互補對管，主要參數如下：U(BR)CEO=300V，IC=0．5A，PD=0．625W，hPE=25倍。當S斷開時就選擇220V交流電。此時C2與(yu) C3相串聯，總電容量變成6601μF。

　　RV是壓敏電阻，當電網上的浪湧電壓超過275V時RV迅速被擊穿，能起到鉗位保護作用。RT為(wei) 負溫度係數的熱敏電阻，在上電時起到限流保護作用。交流輸入端的EMI濾波器由C18、 C19、C1，共模扼流圈L3、C20、C22、C23和R10組成。其中C1、C22和C23均為(wei) 安全電容(X電容)。R10為(wei) 泄放電阻，斷電時可將電容上所積累的電荷泄放掉。電源啟動時的欠電壓值是由R3、R5和R6的總串聯電阻值來決(jue) 定的，當交流電源電壓低於(yu) 180V時禁止啟動開關(guan) 電源。另外，電阻R4、R14、R23和晶體(ti) 管VT1還在X引腳構成一個(ge) 獨立的欠電壓保護電路，電源被啟動後允許在低於(yu) 140V直流電壓的情況下繼續工作。R7為(wei) 延遲電阻。

　　由二極管VD1、穩壓管VDz1～VDz3、C4以及二次側(ce) 電路中的R22和C9組成“穩壓管／電容複位／鉗位”保護電路。該電路能提供複位電壓，無論在何種情況下都能將漏極電壓鉗製在安全範圍以內(nei) (低於(yu) 600V)。高頻變壓器的最大磁通密度應小於(yu) 0．25T。複位電路還與(yu) 自動降低最大占空比(Dmax)的電路配合工作，防止高頻變壓器出現磁飽和現象並且避免負載短路時損壞電路。能自動降低最大占空比的電路由R8、R13，C22，VDz4和VD5構成。

　　遙控通／斷電路由R12、C7、R24、VT4、C15、R25、R26、光耦合器IC4和VD6組成。在開啟狀態下，IC4的輸出信號使VT4導通，X引腳就通過電阻R12、VD6和R11接控製端C。在關(guan) 閉狀態下，IC4和VT4處於(yu) 截止狀態，X引腳經過R12和R24接外部+12V待機電源，使TOP247進入關(guan) 閉狀態。+12V待機電源通過R24和VD6給TOP247的控製端提供電流，使開關(guan) 電源的功耗降至2mW。R11為(wei) 偏置電阻。

　　精密光耦反饋電路由光耦合器IC2(SFH615A)、可調式精密並聯穩壓器IC3(TL431)組成。該開關(guan) 電源以5V作為(wei) 主輸出，12V為(wei) 輔助輸出。3．3V則是5V繞組電壓通過外部磁放大器電路後獲得的。