0 引 言

目前，在計算機及外圍設備、通信、自動控製、家用電器等領域中大量使用高頻開關(guan) 電源，但高頻開關(guan) 電源的突出缺點是能產(chan) 生較強的電磁幹擾(Electro Magnet-ic InteRFerence，EMI)。

由於(yu) 高頻開關(guan) 電源的一次整流橋是非線性器件，其形成的電流是嚴(yan) 重失真的正弦半波，含有豐(feng) 富的高次諧波，形成了一係列連續、脈動和瞬變幹擾。因此，在高頻開關(guan) 電源設計中必須考慮電磁兼容性(Electro Magnet-ic Compatbility，EMC)的設計。

電網完全在自然環境中，連接著各種電子電氣設備，有著複雜的電磁轉換過程，可能會(hui) 引起一些問題：外來噪聲使高頻開關(guan) 電源設備的控製電路出現誤動作；通信設備由於(yu) 高頻開關(guan) 電源設備的噪聲而出現誤動作；高頻開關(guan) 電源設備對電網產(chan) 生噪聲汙染；高頻開關(guan) 電源設備向空間散發噪聲。

根據上述情況，針對高頻開關(guan) 電源存在的缺點，在此對其電路及印製電路板(Printed Circuit Board，PCB)進行了電磁兼容性的設計研究。

1 高頻開關(guan) 電源的EMC設計

1．1 高頻開關(guan) 電源主電路組成

高頻開關(guan) 電源主電路組成框圖如圖1所示，它由輸入濾波電路、高頻逆變電路、輸出整流電路及輸出直流濾波電路等組成。

 

1．2 輸入濾波電路的EMC設計

輸入濾波電路的EMC設計如圖2所示。

 

VD2為(wei) 瞬態電壓抑製二極管，Rv1為(wei) 壓敏電阻，它們(men) 都具有很強的瞬變浪湧吸收能力，能很好地保護後級元氣件或電路免遭浪湧電壓的破壞。Z1為(wei) 直流抗電磁幹擾濾波器，必須良好接地，且接地線要短。L1和C1組成低通濾波電路，當L1的電感量較大時，必須增加VD1和R1形成續流回路，以吸收L1斷開時釋放時的電場能量，否則，L1產(chan) 生的電壓尖峰就會(hui) 形成EMI。L1的磁芯使用閉合磁芯，可以避免開環磁芯的漏磁場形成EMI。C1采用大容量的電容，可以減少輸入線上的紋波電壓，減弱在輸入導線周圍形成的電磁場。

1．3 高頻逆變電路的EMC設計

高頻逆變電路的EMC設計如圖3所示。

 

C2，C3，VT2，VT3組成半橋逆變電路，VT2，VT3為(wei) IGBT或MOSFET等開關(guan) 管。R4和C4構成EMI吸收回路，或在VT2，VT3兩(liang) 端並聯C5，C6，由於(yu) VT2，VT3開通和關(guan) 斷時，開關(guan) 時間很短以及引線電感、變壓器漏感的存在，回路會(hui) 產(chan) 生較高的di／dt，du／dt，從(cong) 而形成EMI。C4，C5，C6采用低感電容，其容量的大小由公式LI2／2=C△U2／2求得C的值(L為(wei) 回路電感，I為(wei) 回路電流，△U為(wei) 過衝(chong) 電壓值)。

1．4 輸出整流電路的EMC設計

輸出整流電路的EMC設計如圖4所示。

 

VD6為(wei) 整流二極管，VD7為(wei) 續流二極管。由於(yu) VD6，VD7工作於(yu) 高頻開關(guan) 狀態，是產(chan) 生EMI的主要源頭。把R5，C12和R6，C13分別連接成VD6，VD7的吸收回路，用於(yu) 吸收其開關(guan) 時產(chan) 生的電壓尖峰。

減少整流二極管的數量可減少EMI的能量，因此，在同等條件下采用半波整流比全波整流和全橋整流產(chan) 生的EMI要小。為(wei) 減少二極管的EMI，選用具有軟恢複特性的、反向恢複電流小的且時間短的二極管。

1．5 輸出直流濾波電路的EMC設計

直流EMI濾波器雙端口網絡模型如圖5所示，其混合參數方程為(wei) ：

 

式中：g11為(wei) 輸入導納；g22為(wei) 輸出阻抗；g12為(wei) 反向電流增益；g21為(wei) 正向電壓增益。

 

由式(1)可以等效出如圖6所示的原理圖。

 

直流EMI濾波器的設計必須滿足以下的要求：

(1)要保證濾波器在濾波的同時不影響電源的帶負載能力；

(2)對於(yu) 輸入的直流分量，要求濾波器盡量不造成衰減；

(3)對於(yu) 諧波分量，濾波器要有良好的濾波效果。

結合混合參數方程及等效原理圖，根據第一條要求，應使濾波器的輸入導納和輸出阻抗盡可能小，即g11=g22=0。根據第二條要求，在低頻時反向電流增益g12和正向電壓增益g21的設計值要盡量為(wei) 1，而輸入導納和輸出阻抗盡可能小，即g12=g21=1，g11=g22=0。根據第三條要求，在高頻時，g11,g12,g21，g22都要盡可能的小。根據以上的條件，輸出直流濾波電路的EMC設計電路如圖7所示，L2，C17,C18組成LC濾波電路，減少輸出電壓、電流紋波的大小，從(cong) 而減小通過輻射傳(chuan) 播的EMI。濾波電容C17,C18應盡量采用多個(ge) 電容並聯，以減小等效串聯電阻，從(cong) 而減小紋波電壓。輸出電感L2應盡量大，以減小輸出紋波電流。

 

C19用於(yu) 濾除導線上的共模幹擾，選用低感電容，接線要短。C20，C21,C22，C23用於(yu) 濾除輸出線上的差模幹擾，選用低感的三端電容。Z2為(wei) 直流濾波器，濾波器的輸入、輸出線要屏蔽隔離。

1．6 開關(guan) 電源印製電路板的EMC設計

印製電路板是高頻開關(guan) 電源設計的最後一個(ge) 環節，如果印製電路板設計不當，由於(yu) PCB上既有小信號控製線，又有高壓母線，還有高頻功率開關(guan) 和磁性元件，將直接影響到電路中各元件自身的抗幹擾性和電路工作的可靠性，造成電源工作不穩定。單根導線的特性阻抗由直流電阻R和自感L組成，其計算公式如下兩(liang) 式所示。

 

式中：l為(wei) 導線的長度；b為(wei) 導線的寬度。

顯然，印製線越短，直流電阻R就越小，同時增大印製線的寬度和厚度也可降低直流電阻R。從(cong) 式(3)可知，印製線長度l越短，自感L就越小，而且增加印製線的寬度b也可降低自感L。多根印製線的特性阻抗除由直流電阻R和自感L組成外，還有互感M的影響，由互感M計算公式(4)可知，除受印製板的長度和寬度影響外，印製線的距離也起著重要作用。

M=2l[ln 2l／(b+s)-1] (4)

式中：s為(wei) 兩(liang) 線之間的距離。增大兩(liang) 線之間的距離可減小互感。

由以上分析可知，在設計PCB時，應盡量降低電源線和地線的阻抗，因為(wei) 電源線、地線和其他印製線都有電感，當電源電流變化較大時，將會(hui) 產(chan) 生較大的壓降，而地線壓降是形成公共阻抗幹擾的重要因素，所以應盡量縮短地線，盡量加粗電源線和地線線條。#p#分頁標題#e#

2 結 語

電磁兼容是一個(ge) 十分複雜的問題，在設計高頻開關(guan) 電源時，應對電源可能的電磁環境進行充分估計，盡可能全麵地考慮高頻開關(guan) 電源與(yu) 外界環境的耦合途徑，利用各種抑製幹擾技術來消除幹擾耦合，增強高頻開關(guan) 電源的抗幹擾能力。主要的措施包括合適的接地，良好的搭接，合理的布線及屏蔽、濾波、限幅等。隻有在設計時充分考慮EMC的設計，才能使高頻開關(guan) 電源的電磁幹擾降到最低點。