文章概述了基於(yu) 麥克爾遜幹涉儀(yi) 的光纖激光水聽器的相位載波零差法(PGc)調製解調原理，通過數學推導及仿真，分析了調製信號和混頻信號的頻差是導致全數字化解調結果錯誤的主要因素之一。針對該誘導因素提供了可行的解決(jue) 方案，並實現了基於(yu) DSP的1MHz采樣頻率下使用PGC方法的全數字實時解調係統。對低頻水聲波段800Hz水聲信號進行解調，實驗結果表明：解調信號波形良好。

　　分布反饋(DFB)光纖激光水聽器使用激光諧振腔作為(wei) 傳(chuan) 感元件，通過檢測輸出激光波長的位移獲得外界聲壓信息。它具有聲壓響應靈敏度高、尺寸小、抗電磁幹擾、易於(yu) 製作小直徑輕型線性陣列等特點，在水下預警、遠程目標探測等領域具有較明顯的優(you) 勢。當今各國海軍(jun) 對都其投入了大量的研究。

　　相位載波零差法(PGC)是利用遠離水聲信號頻帶的高頻、大幅度載波信號對光纖幹涉儀(yi) 信號的初始相位進行調製，避免了由於(yu) 相位隨機漂移造成的檢測靈敏度低、非線性誤差大、動態範圍小等缺點，在光纖傳(chuan) 感器，尤其是光纖激光水聽器解調方麵具有廣泛的應用。

　　通常PGC解調使用模擬電路實現，其最突出的問題是不靈活、穩定性差且不易調試；由於(yu) PGC解調算法較為(wei) 複雜，需要多次相乘、濾波、微分、積分等，數字化解調的實現往往也是非實時的，這對於(yu) 水聲探測進入實用是一個(ge) 非常大的障礙。文中在數學推導及仿真的基礎上，實現了對單陣元光纖激光水聽器的PGC實時全數字解調，有效解決(jue) 了實時全數字解調過程中調製信號和混頻信號的頻差問題．為(wei) 水聽器陣列的實時全數字解調奠定了基礎。

　　1、光纖激光水聽器PGC調製解調原理

　　DFB光纖激光器是在一段摻鉺光纖內(nei) 寫(xie) 入光纖光柵，這種結構在泵浦作用下形成激光諧振腔，發射出與(yu) 腔長等相關(guan) 的特定波長的激光‘6一釘。用單頻信號cE，o調製PZT元件，在光電探測器處的光電流轉換為(wei) 電壓信號可表示為(wei)

　　Ⅵ=A+Bcos(Ccos wot + γ∞(t))        (1)

　　式中：A正比於(yu) 幹涉儀(yi) 的輸入光功率，且比值B／A為(wei) 幹涉條紋的可見度；C為(wei) 調製信號的幅度；γ(t)表示待測信號與(yu) 環境噪聲及初始相位共同引起的相位變化。

　　如圖1所示，將幅度分別為(wei) G、H和角頻率分別為(wei) w。、2w。的載波信號與(yu) 幹涉儀(yi) 輸出信號進行混頻，

　　並分別通過低通濾波器後，得到

　　V1s = - BGJ1（C）sin γ（t）          (2)

　　V2s = - BHJ2（C）cos γ（t）          (3)

　　將兩(liang) 式微分並與(yu) 兩(liang) 式交叉相乘後，再對兩(liang) 路信號進行差分運算得

　　Vd = B2GHJl(C)J2(C)γ’(t)            (4)

　　積分後得到

　　V1=B2GHJl(C)J2(C)γ(t)                (5)

　　其中，γ(t)包含了待測信號以及環境噪聲等造成的相位變化，後者通常情況下是緩變信號，所以通過高通濾波器，最後可得到包含待測信號的信息。

　　2、調製信號與(yu) 混頻信號的頻差問題

　　光電探測電路輸出信號Vi = A + Bcos(Ccos wot + γ(t))通過模／數轉換器(ADC)進行采樣後，與(yu) 角

　　頻率分別為(wei) wo、2wo的載波信號進行混頻。在實時全數字解調過程中，如何正確獲取混頻信號是係統實

　　現的關(guan) 鍵技術之一。當實際調製信號與(yu) 混頻信號存在相差θ和頻差m時，相當於(yu) 在混頻時Vi分布乘上cos(wo + mt + θ)和cos(2wot + 2mt + 2θ)，經過低通濾波，式(2)、(3)表達式變為(wei) V1s = - BGJl(C)sinγ(t)cos(θ + mt)          (6)

　　V2s = - BHJ2(C)cosγ(t)cos(2(θ 十 mt))      (7)

　　如果僅(jin) 存在相差θ，則可推出式(5)為(wei) Vt = B2GHJ1(C)J2(C)γ(t)cosθcos2θ。當θ控製在足夠小的範圍內(nei) ，最後解調出的結果隻存在幅度上整體(ti) 的較小縮減，並不影響解調質量。但若存在頻差m，則在微分之後就出現較大誤差，最後無法得到正確結果。圖2為(wei) 存在頻差情況下的仿真結果，其中wo為(wei) 20kHz、頻差m為(wei) o.5 Hz，被測信號頻率為(wei) 800Hz；

　　3、實時解調係統全數字化實現

　　調製解調電路中，DSP選用AD公司32位浮點SHARc係列ADsP一21262，在SIMD狀態下可達1200MFLoPs(200MHz內(nei) 核時鍾)的運算能力；調製信號產(chan) 生電路由DDS芯片AD9850產(chan) 生20．833kHz(1／48 MHz)的正弦波輸出，經過信號處理放大，驅動PZT元件，其頻率和幅度由DSP設置。

　　光信號通過光電轉換及處理電路轉換成電壓模擬信號；模擬信號經過1MHz的采樣轉換為(wei) 數字信號傳(chuan) 送到DSP進行數字解調並輸出；混頻信號由軟件產(chan) 生，即由DSP中存儲(chu) 的20．833kHz正弦波信號的1M采樣和500K采樣數值表產(chan) 生，由於(yu) DSP與(yu) DDS的時鍾都來自同一頻率為(wei) 24MHz時鍾源，可以確保混頻信號與(yu) 調製信號之間不存在頻差。

ADSP一21262內(nei) 部對時鍾源進行8倍頻，則內(nei) 核時鍾可達192MHz。對於(yu) 1MHz的采樣率，DSP每個(ge) 192個(ge) 時鍾需完成1個(ge) 采樣數據的處理，其中包括差分、相乘、低通濾波、高通濾波、積分、微分、除法(用於(yu) 針對B值進行穩幅)等運算。由於(yu) ADSP一21262支持SIMD模式，兩(liang) 路混頻、乘法、低通濾波、微分相乘等運算可分別由不同處理單元同時完成。

　　由此可見，192MHz內(nei) 核時鍾的ADSP一21262在使用SIMD模式下，完全可以勝任1 MHz采樣率下數據的實時處理。

　　在此基礎上進行原理性水聲實驗。將DFB光纖激光器放置於(yu) 水池中，並與(yu) 發射換能器位於(yu) 同一高度。信號發生器輸出正弦波信號，通過功率放大器驅動換能器發射頻率為(wei) 800 Hz單頻聲信號。解調係統輸出波形及其頻譜如圖6所示。實驗證明：係統對低頻範圍內(nei) 水聲信號的解調結果良好。

　　4、結束語

　　文中采用調製信號與(yu) 混頻信號共享同一時鍾源的方法以解決(jue) 兩(liang) 者頻差所引起的解調結果錯誤的問題。從(cong) 800Hz單頻水聲信號解調波形及其頻譜來看，該係統的實時數字解調結果良好。同時，改善數字濾波器性能將進一步提高係統的解調效果。文中調製信號的產(chan) 生由DDS電路直接實現，這是為(wei) 了使調製信號產(chan) 生電路，獨立於(yu) 解調電路，以便於(yu) 係統擴展多路通道，實現對光纖激光水聽器陣列的解調。（作者：李 玉、黃俊斌、謝順依、顧宏燦、李日忠、譚 波）