問：為(wei) 什麽(me) 我要考慮驅動容性負載問題?

答：通常這是無法選擇的。在大多數情況下，負載電容並非人為(wei) 地所加電容。它常常是人們(men) 不希望的一種客觀存在，例如一段同軸電纜所表現出的電容效應。但是在有些情況下，要求對運算放大器的輸出端的直流電壓進行去耦。例如，當運放被用作基準電壓的倒相或驅動一個(ge) 動態負載時。在這種情況下，你也許在運放的輸出端直接連接旁路電容。不論哪種
情況，容性負載都要對運放的性能有影響。

問：容性負載如何影響運放的性能?
答：為(wei) 簡單起見，可將放大器看成一個(ge) 振蕩器。每個(ge) 運放都有一個(ge) 內(nei) 部輸出電阻RO，當它與(yu) 容性負載相接時，在運放傳(chuan) 遞函數上產(chan) 生一個(ge) 附加的極點。正如圖1(b)波特圖幅頻特性曲線表示，附加極點的幅頻特性斜率比主極點20dB/十倍頻程更徒。從(cong) 相頻特性曲線圖1(c)中可以看出，每個(ge) 附加極點的相移都增加-90°。

圖1 容性負載電路及其波特圖

我們(men) 可用圖1(b)或圖1(c)來判斷電路的穩定性。從(cong) 圖1(b)中可以看出，當開環增益和反饋衰減之和大於(yu) 1時，電路會(hui) 不穩定。同樣，在圖1(c)中，如果某一工作頻率低於(yu) 閉環帶寬，在這個(ge) 頻率下環路相移超過-180°時，運放會(hui) 出現振蕩。電壓反饋型運算放大器(VFA)的閉環帶寬等於(yu) 運放增益帶寬積(GBP，或單位增益頻率)除以電路閉環增益(A CL )。運算放大器電路的相位裕度定義(yi) 為(wei) 使電路不穩定所要求的閉環帶寬處對應的附加相移(即環路相移十相位裕度=-180°)。當相位裕度為(wei) 0時，環路相移為(wei) -180°，此運放電路不穩定。通常，當相位裕度小於(yu) 45°時，會(hui) 出現問題，例如頻響“尖峰”，階躍響應中的過衝(chong) 或“振鈴”。為(wei) 了使相位裕度留有餘(yu) 地，容性負載產(chan) 生的附加極點至少應比電路的閉環帶寬高10倍，如果不是這樣電路可能不穩定。

問：那麽(me) 我應該如何處理容性負載?
答：首先我們(men) 應該確定運放是否能穩定地驅動自身負載。許多運放數據手冊(ce) 都給出“容性負載驅動能力”這項指標。還有一些運放提供“小信號過衝(chong) 與(yu) 容性負載關(guan) 係曲線”，從(cong) 中你可以看到過衝(chong) 與(yu) 附加負載電容呈指數關(guan) 係增加，當達到100%時，運放不穩定。如果有可能，應該使運放過衝(chong) 遠離100%。還應注意這條曲線對應指定增益。對於(yu) VFA，容性負載驅
動能力隨增益成比例增加。所以，如果在增益為(wei) 1時，VFA可穩定驅動100pF容性負載，那麽(me) 在增益為(wei) 10時，便能驅動1000pF容性負載。也有少數運放的產(chan) 品說明中給出開環輸出電阻RO，從(cong) 而可以計算出上述附加極點的頻率fP= 1/2πROCL 。如果附加極點fP大於(yu) 上述電路帶寬10倍，則電路穩定。如果運放的產(chan) 品說明沒有提供容性負載驅動能力或開環輸出電阻的指標，也沒有給出過衝(chong) 與(yu) 容性負載關(guan) 係曲線，那麽(me) 要保證電路穩定，你必須對容性負載采取必要的補償(chang) 措施。要使標準運放驅動容負載工作穩定有許多處理方法，下麵介紹幾種。

(1)提高噪聲增益法
使低頻電路穩定的有效方法，也是設計者常常忽略的方法，就是增加電路的閉環增益(即噪聲增益)，而不改變信號增益，這樣可在開環增益與(yu) 反饋衰減到0dB帶寬之積恒定條件下降低噪聲帶寬。具體(ti) 電路如圖2所示。在圖2(a)中，在運放的兩(liang) 個(ge) 輸入端之間接電阻RD。此時電路的增益可由給定公式計算。因為(wei) 是噪聲增益而不是信號增益支配穩定性，所以

圖2 提高效大器噪聲增益電路
電路穩定性的提高不影響信號增益。為(wei) 保證電路穩定，最簡單的方法是使噪聲帶寬至少應比容性負載極點頻率低10倍頻程。

圖3 環路增益波特圖
這種方法的缺點是輸入端電壓噪聲和輸入失調電壓被放大產(chan) 生附加的輸出電壓噪聲和輸出失調電壓增加。用一個(ge) 電容CD與(yu) 電阻RD串聯可以消除附加的直流失調電壓，但增加的電壓噪聲是器件固有的，不能消除。當選用CD時，其電容值應盡可能大。為(wei) 保證噪聲極點至少低於(yu) “噪聲帶寬”10倍，CD最小應取10A NOISE /2πRDGBP。

(2)環路外補償(chang) 法
這種方法是在運放的輸出端和負載電容之間串入一個(ge) 電阻RX，如圖4所示。雖然RX加在反饋環路的外部，但它可將負載電容產(chan) 生的附加零點頻率fZ作用到反饋網絡的傳(chuan) 遞函數，從(cong) 而可以減小高頻環路相移。為(wei) 了保證電路穩定，RX的取值應該使附加零點頻率至少比運放電路閉環帶寬低10倍。電路加入RX使電路性能不會(hui) 像方法1那樣增加輸出噪聲，但是從(cong) 負載端看進去的輸出阻抗要增加。由於(yu) RX和RL構成分壓器，從(cong) 而會(hui) 使信號增益降低。如果RL已知並且適當地恒定，那麽(me) 增益降低值可通提高運放電路的增益來補償(chang) 。這種方法用於(yu) 驅動傳(chuan) 輸線路非常有用。RL和RX值必須等於(yu) 電纜的特征阻抗(通常為(wei) 50Ω和75Ω)，以免產(chan) 生駐波。因此，先確定RX值，其餘(yu) 其它電阻值要使放大器的增益加倍，用來補償(chang) 由電阻分壓作用降低的信號增益，從(cong) 而解決(jue) 問題。

(3)環路內(nei) 補償(chang) 法
如果RL值未知，或者是動態值，那麽(me) 增益級的有

圖4 環路外補償(chang) 法
效輸出電阻必須很低。在這種情況下，在整個(ge) 反饋環路內(nei) 接一個(ge) 電阻RX是很有用的，如圖5所示。在這個(ge) 電路中，由於(yu) 直流和低頻反饋都是來自負載電阻RL，所以從(cong) 輸入端到負載的信號增益不受分壓器RX和RL的影響。

圖5 環路內(nei) 補償(chang) 法
RX=RORGRF
CF=RO+RXRF·CL
在這個(ge) 電路中外接的電容CF是用來抵消CL產(chan) 生的附加極點和零點。為(wei) 了簡便起見，CF產(chan) 生的零點頻率應該與(yu) CL產(chan) 生的極點頻率相一致，CF產(chan) 生的極點頻率應該與(yu) CL產(chan) 生的零點頻率相一致。因此整個(ge) 傳(chuan) 遞函數和相頻響應好像似沒有電容作用一樣。為(wei) 了確保極點和零點作用相互抵消，圖5中的方程必須求解準確。還應注意方程成立的條件：RFRO,RGRO，RLRO。如果負載電阻很大，這些條件容易滿足。

當RO未知時，計算則很困難。在這種情況下，設計過程變成猜謎遊戲。應該注意“SPICE”這個(ge) 詞：運算放大器的SPICE模型是一種不能精確地表示運放開環輸出電阻RO的模型，所以這種模型不能完全取代傳(chuan) 統的補償(chang) 網絡設計方法。還應當強調指出的是，為(wei) 了采用這種方法，CL必須已知(且為(wei) 常數)。在許多應用中，放大器驅動一個(ge) 電路外部的負載，當負載改換時，CL也應該適當變化。隻有當CL接入閉環係統時，使用上述電路才最適合。這種在基準電壓的緩衝(chong) 器或倒相器中，驅動一個(ge) 大的去耦電容。這裏CL是固定值，可以精確地抵消極點和零點的作用。與(yu) 前兩(liang) 種方法相比，這種方法非常適合用於(yu) 低直流輸出電阻和低噪聲的情況。而且像對基準電壓源進行去耦的那麽(me) 大的容性負載(一般幾微法)，用其它方法補償(chang) 都是不切實際的。

上述三種補償(chang) 方法都各有其優(you) 點和缺點。為(wei) 了對你的應用做出最好的選擇，應該對它們(men) 有足
夠的認識。這三種方法都適合用於(yu) “標準”用法，即單位增益穩定，電壓反饋運算放大器(V#p#分頁標題#e#
FA)。對於(yu) 特殊應用的放大器，讀者應該采用其它方法。

問：我的運放有一個(ge) “補償(chang) ”腳。當驅動容性負載時，為(wei) 使電路保持穩定，我能用它對運放進行補償(chang) 嗎?

答：可以。這是對容性負載進行補償(chang) 的最簡單的方法。現在許多運放都帶有使單位增益穩定的內(nei) 部補償(chang) 電路。但是許多運放隻有在很高噪聲增益下才能一直保持固有的穩定性。這類運放有一個(ge) 與(yu) 外部電容相連的引腳，用來減少主極點頻率。為(wei) 了在低增益時工作穩定，外接電容必須靠近這個(ge) 引腳，以減小增益帶寬積。當驅動容性負載時，增加外接電容過補償(chang) )可以提高穩定性，但是帶寬降低。

問：到現在為(wei) 止，你隻討論了VFA的容性負載驅動問題，是嗎?那麽(me) 對於(yu) 電流反饋運算放大器(CFA)的容性負載驅動問題應如何處理?上述討論的那些方法，我可以使用嗎?

答：當驅動容性負載時，對CFA的一些特性要特別注意，但容性負載對電路的影響是相同的。與(yu) 運放輸出電阻相連的容性負載產(chan) 生附加極點，從(cong) 而增加相移並降低相位裕度，有可能產(chan) 生尖峰、振鈴，甚至振蕩。但是，因為(wei) CFA不存在增益帶寬積這個(ge) 概念(帶寬依賴於(yu) 增益的程度很小)，所以通過簡單增加噪聲增益的方法，對提高電路穩定性沒有顯著作用。這樣便使第一種方法失效。另外，電容絕不應接入CFA反饋環路，這樣又使第三種方法失效。對驅動容性負載的CFA進行補償(chang) 最合適的方法是方法2，在環路外串接一個(ge) 電阻。

問：你上述介紹了一些很有用的方法，但是我還不能處理容性負載驅動問題。另外，我的印製線路板已經製好，並且不想報廢。請問是否有驅動容性負載自身很穩定的運放?

答：有。ADI公司提供一些很有用的運放，它們(men) 既能驅動“無限製”容性負載，同時又能保持優(you) 良的相位裕度，如表1所示。表1還給出了驅動容性負載可高達規定值的另一類運放。所謂驅動容性負載“無限製”並不是意味著驅動10μF容性負載像驅動阻性負載那樣具有相同的轉換速率。