波長為(wei) 9～11 μm的CO2激光器因其效率高、光束質量好、功率範圍大(幾瓦～幾萬(wan) 瓦)、能連續輸出又能脈衝(chong) 輸出、運行費用低等眾(zhong) 多優(you) 點成為(wei) 氣體(ti) 激光器中最重要的、用途最廣的一種激光器。它在材料加工、醫療、科學研究、檢測、國防等方麵有廣泛應用。CO2激光器是一種混合氣體(ti) 激光器。

        CO2為(wei) 激光物質，其他氣體(ti) 如He、N2、CO、Xe、H2O、H2、O2等都是輔助氣體(ti) 。它們(men) 的作用都為(wei) 了增強激光輸出[1]。

        激光電源是激光裝置的重要組成部分，其性能的好壞直接影響整個(ge) 激光器裝置的效率。典型的PWM 變換器式高頻開關(guan) 電源有單端激勵、推挽、半橋、全橋4種形式[2]。其中半橋具有結構簡單、開關(guan) 管承受壓力小、抗不平衡能力強、不易直通等優(you) 點[3]，變壓器初級在整個(ge) 周期中都流過電流，磁芯利用充分，且沒有偏磁的問題，所使用的功率開關(guan) 管耐壓要求較低，開關(guan) 管的飽和壓降減少到了最小，對輸入濾波電容使用電壓要求也較低[4]。因此，半橋拓撲是中小功率激光器電源常用的結構。
        本文采用SG3525作為(wei) 控製芯片，設計了使用脈衝(chong) 變壓器隔離驅動IGBT的一種新式激光電源。在此電源中，脈衝(chong) 變壓器工作於(yu) 差分輸入方式。文章詳細給出了電源的工作原理、驅動保護電路的設計。實驗結果驗證了設計的有效性和電源的高可靠性。

1 電源係統

1.1 主電路拓撲及其控製方案

　　主電路如圖1所示。L1～L4、C1、C2構成網路濾波電路，R為(wei) 熱敏電阻，限製係統上電和逆變啟動瞬間的浪湧電流。Q1、Q2為(wei) IGBT，與(yu) 無感電容C3、C4構成逆變電路，Q1、Q2的導通時序如圖2。在T1～T2階段，Q1導通，電容C3經由Q1、T、Cg放電，同時對C4進行充電。T2～T3階段，為(wei) 死區時間，Q1、Q2均截止。在T3～T4階段，Q2導通，工作原理與(yu) T1～T2階段相同，電流方向相反。T4～T5階段與(yu) T2～T3階段相同。這樣在一個(ge) 開關(guan) 周期內(nei) 在高壓包初級端上形成15 kHz的交變方波。經過升壓整流後向激光管提供連續電壓，通過調節開關(guan) 管的占空比，可改變高壓包次級輸出平均電壓。Q1、Q2的耐壓值應大於(yu) 2×160 V，電流應大於(yu) 3×Pout/160。本設計中要求激光器最大輸出功率為(wei) 180 W，假設能量轉換效率為(wei) 20%，則Pout=900 W，所以Q1、Q2電流應為(wei) 16.875 A。考慮開關(guan) 管的質量與(yu) 變壓器輸入電壓的偏差，選取額定電流大於(yu) 20 A，采用FGA25N120ANTD[5]。

　　為(wei) 防止兩(liang) 個(ge) 開關(guan) 管導通時間不對稱引起高壓包偏磁和直流磁飽和，在電路中串入隔直電容Cg來自動平衡變壓器一次電壓側(ce) 的直流分量。

圖1中，對R1、R2取相同電阻值作為(wei) 平衡電阻可使C1與(yu) C2充電電壓相等，同時構成CX的放電電路。RX1、CX1、RX2、CX2構成吸收電路，用來吸收高頻尖峰。H為(wei) 霍爾電流傳(chuan) 感器，其輸出FK與(yu) 主回路電流大小成正比例關(guan) 係，本設計中選用CSK7-10A，額定電流為(wei) 10 A，額定輸出為(wei) 4 V。FK作為(wei) 反饋信號連接至CA3140同相端。該傳(chuan) 感器不與(yu) 被測電路發生電接觸，不影響被測電路，不消耗被測電源的功率，且具有較高的測量精度。

本設計中，驅動電路包括驅動與(yu) 過流診斷處理兩(liang) 部分。

1.2 控製電路

　　控製電路以SG3525+CA3140為(wei) 核心，采用恒頻脈寬調製控製方式，輸出功率外部(WT)可調，且外部調節信號變化範圍為(wei) 0～5 V，如圖3。

外部調節信號WT與(yu) 霍爾電流傳(chuan) 感器反饋信號FK分別輸入運放CA3140同相與(yu) 反相端，形成差分輸入。經CA3140放大後輸出至R11，結果為(wei) ：

其中RZ1=R6//C13，RZ2=R7//C11。

SG3525的誤差放大器構成射極跟隨器，這樣使得反饋信號比較精確，能精確地控製占空比調節輸出電壓，提高了穩壓精度。SG3525芯片振蕩頻率的設定範圍為(wei) 15 kHz～20 kHz，其振蕩頻率可表示為(wei) ：

式中：CT、RT分別是與(yu) 管腳5、管腳6相連的振蕩器的電容和電阻，Rd為(wei) 放電端電阻值，與(yu) 管腳7相連。CT、RT、Rd分別為(wei) 圖中的C14、R12、R13，取值分別為(wei) 3 300 pF、10 kΩ、1 kΩ，頻率為(wei) 15.4 kHz。由於(yu) 管腳5與(yu) 管腳7之間放電電阻R12的存在，使得兩(liang) 路輸出信號之間存在一定的死區時間，從(cong) 而避免同一橋臂的IGBT出現直通的現象。死區時間由R12與(yu) C14共同決(jue) 定，即：

管腳8接一個(ge) 電容來實現軟啟動，該電容由內(nei) 部5 V基準參考電壓的50 μA恒流源充電，使占空比由小到大(50％)變化， 減少了開機時對IGBT的衝(chong) 擊。

通過外部信號調節可將激光器輸出調至所需功率，在調節過程中FK與(yu) WT構成差分輸入，隨著WT對脈衝(chong) 寬度進行調節。當WT不再進行調節時，FK開始調節脈衝(chong) 寬度。主電路中電流增大時，FK增大，由於(yu) WT不變，差分放大器的輸出電壓減小，使得SG3525輸出脈衝(chong) 的寬度減小；當主電路電流減小時，FK減小，差分放大器輸出電壓增大，SG3525輸出脈衝(chong) 寬度增大。如此可使激光器得到穩定功率輸出。

1.3 驅動及保護電路

　　驅動電路采用脈衝(chong) 變壓器驅動隔離電路。SG3525的輸出經過推挽電路後，兩(liang) 路相位相反的脈衝(chong) 波加至脈衝(chong) 變壓器原邊的兩(liang) 端構成差分輸入，形成交變驅動，兩(liang) 路隔離的輸出分別經二極管整流後驅動IGBT。驅動電路如圖4所示，其中，G1、E1和G2、E2分別接Q1柵極、發射極和Q2柵極、發射極。

當同名端脈衝(chong) 電壓為(wei) 正時，驅動信號G1為(wei) 高電平，Q1導通，由三極管Q7構成的泄放電路截止；D19、D20截止，G2為(wei) 低電平，Q2截止，同時Q8導通，可快速泄放Q2柵極電壓，加速Q2截止。當同名端脈衝(chong) 電壓為(wei) 負時，D14、D15截止，G1為(wei) 低電平，Q1截止，同時Q7導通，可快速泄放Q1柵極電壓，加速Q1截止；驅動信號G2為(wei) 高電平，Q2導通，由三極管Q8構成的泄放電路截止。

R31、R43用於(yu) 抑製IGBT驅動脈衝(chong) 的尖峰，R29//C23、R41//C27可以防止驅動脈衝(chong) 產(chan) 生振蕩。IGBT柵極電壓波形如圖5中波形2所示。

由圖中可看出，由於(yu) 關(guan) 斷時驅動信號電壓為(wei) 負電壓，可使開關(guan) 管迅速關(guan) 斷，防止開關(guan) 管誤導通，使電源更可靠地工作。

在激光器中采用了過流保護、虛假過流屏蔽、過熱保護等。過流保護即在驅動電路中A(G1)、B(E1)點之間加入如圖6所示過流保護電路[7]。IGBT正常導通時A點電壓為(wei) 15 V，穩壓管DW1(選用C3V0)反向擊穿穩壓為(wei) 3.0 V，DW2(選用C6V8)未擊穿，此時D點電壓低於(yu) E點電壓，光耦P521不導通，Q9截止，輸出信號為(wei) 低電平。當負載短路等發生過流現象時，由於(yu) CE極間電壓Uce上升很多，使得D17反向截止，D點電位升高，當D點電位大於(yu) DW2反向擊穿電壓時，DW2將D點電位穩定在6.8 V，此時，光耦P521導通，電容C26通過R35充電，F點電位開始升高。若光耦持續導通時間大於(yu) C26充電時間，當C26的充電電壓達到擊穿穩壓管DW3的電壓，使三極管Q9飽和導通輸出高電平，觸發後接R-S觸發器鎖定過流指示信號，送至SG3525的10腳封鎖PWM脈衝(chong) 信號和實現故障保護動作。若是虛假過流，在Q9飽和導通前光耦截止，不會(hui) 觸發後接R-S觸發器，電路自動恢複到正常工作狀態。C26充電時間由R35、C26決(jue) 定。#p#分頁標題#e#

過熱保護通過在IGBT散熱片上安裝溫控開關(guan) 與(yu) 過流信號並聯接至SG3525的10腳。當過熱導致溫控開關(guan) 斷開或者發生過流現象時，10腳電平變為(wei) 高電平從(cong) 而關(guan) 閉PWM輸出。

上述激光器結構簡單，成本較低，驅動可靠，設備在滿負荷下能長期穩定運行，已成功用於(yu) 激光切割技術。實踐證明，該電源配合激光管後功率可調，故障率低，能保證激光器長期穩定運行。